【導讀】高性能超聲成像系統廣泛應用于各種醫學場景。在過去十年中，超聲系統中的分立電路已經被高度集成的芯片（IC）所取代。先進的半導體技術不斷推動系統性能優化及尺寸小型化。這些變革都得益于各類芯片技術，如專用低噪聲放大器、多通道低功耗ADC、集成高壓發射、優化的硅工藝和多芯片模塊封裝。隨著芯片功耗和尺寸減小至原來的20%。
此外，得益于低功耗、高性能硅工藝的發展，部分波束合成預處理模塊已經集成于通用的模擬或混合信號芯片而非專用的數字處理器。同時，先進的高速串行或是無線接口大大降低了系統布局復雜度，并且能夠將盡可能多的RF數據轉移到系統集成芯片（SOC）、CPU或GPU。當前超聲技術的應用也從特定的放射學診斷擴展到各類便攜式應用，床旁實時監測以及醫療現場就地檢查等各個領域。
本應用指南綜述了超聲系統的架構和原理，分析了系統設計的注意事項，綜述了應用于超聲芯片的先進技術，最后講解了醫學超聲芯片的模擬參數。
1. 醫學超聲成像
超聲波是一種頻率高于20KHz的聲波。醫學超聲成像系統常采用1 MHz至20 MHz的頻率，可達到亞毫米級分辨率。第一臺商用超聲成像系統誕生于20世紀70年代，可提供實時的2D亮度或灰度圖像。如今，超聲成像憑借安全性、成本效益和實時方面的優勢，已經成為重要的醫學成像技術。醫學超聲系統能夠有效地監測嬰兒發育，也可用于診斷心臟、肝臟、膽囊、脾臟、胰腺、腎臟、膀胱等內臟器官的疾病。
典型的超聲系統包括壓電換能器、電子電路、圖像顯示單元和DICOM（醫學數字成像和通信）兼容軟件。典型超聲系統的簡化框圖如下所示。
圖1.典型超聲系統的簡化框圖
2. 聲波產生和傳播的原理
超聲換能器是超聲系統的關鍵組成部分，由壓電元件、連接器和支撐結構組成。壓電效應是指某種材料的物理尺寸隨施加的電場而變化的現象，反之亦然。如下所示，超聲應用中的大多數換能器是雙共模式。換能器在發射相（模式）期間將電能轉換成機械能。產生的機械波向介質傳播，若介質不均勻則會反射。在接收模式中，接收反射的機械波形并由換能器轉換成電信號。
圖2.換能器振動、聲波傳播和反射
在換能器被電子激勵之后，會產生聲波并在介質中傳播。在醫學超聲中，FDA（食品藥品管理局）要求所有成像系統滿足瞬時、峰值和平均強度的限制。
我們通常將換能器靈敏度或換能器插入損耗（IL）定義為接收（Rx）和發射（Tx）信號幅度之間的比率，如下所示：
換能器頻率由壓電材料L的厚度和材料中的聲速cm決定：
如前所述，常用的頻率范圍為1MHz至20MHz。基于上述方程式，較高頻率的換能器需要較薄的材料。因此，構建極高頻的換能器具有一定的挑戰性。
換能器頻率響應或帶寬是另一個關鍵參數。作為一般規則，若換能器被脈沖信號（即短尖峰）激勵，則接收回波的持續時間決定了換能器的帶寬。具有極快響應（即短回波）的換能器是寬帶換能器，反之亦然。在大多數應用中通常優選更寬的帶寬。在相同的換能器頻率下，寬帶換能器可實現更好的軸向分辨率，因為回波長度決定了超聲系統的軸向分辨率。與此同時，寬帶換能器適用于諧波成像，在該成像模式下超聲能量以基頻發射，而圖像由接收到回波的二次諧波來重建。如沒有寬帶寬換能器的情況下，換能器靈敏度在其諧波頻率點2f0處顯著下降。因此許多換能器研究人員不斷探索新材料、新架構和新制造工藝以進一步改善換能器性能。
在超聲成像的早期階段，用于超聲系統的多通道電子電路既昂貴又不成熟。由電機驅動通過機械掃描方式成像單陣元換能器被廣泛用于獲得二維（2D）圖像。由于機械結構的速度和精度限制，早期系統無法實現高幀率或高精度成像。如今，成熟的陣列換能器和多通道電子技術可支持64到512個陣元的換能器。以電子掃描為基礎可獲得高達> 100幀/秒的圖像。為實現電子掃描，波束合成技術應用于聚焦換能器的聲束。波束合成的細節將在下一節中討論。與光學成像系統類似，超聲系統可在聚焦焦點處實現最佳空間分辨率。根據應用，一維（1D）陣列換能器包括線性陣列、彎曲線性陣列和相位陣列。這些換能器之間的主要區別在于光束成形結構、成像范圍和圖像分辨率。此外，由超過2000個元件組成的最新2D陣列換能器可支持實時三維（3D）成像。下圖所示為單陣元換能器、1D陣列換能器和2D陣列換能器。
圖3.典型的換能器。（A）單元件換能器 ；b）1D陣列換能器；（c）2D陣列換能器（由USC、Vermon和Philips提供）。
3. 換能器指標與圖像質量
和任何成像系統類似，圖像質量是醫學超聲成像中的重要標準。諸如空間分辨率和成像穿透等共同參數主要通過換能器指標和聲波傳播理論來決定。超聲圖像的縱向和橫向分辨率與介質中的聲波波長成線性關系：
方程式中，c是介質中的聲速，Zf 是焦距，2r是換能器孔徑或直徑。當換能器被脈沖信號激勵時，τ-6dB為接收回波的-6dB脈沖寬度的持續時間。 τ-6dB也與波長λ成線性關系。對于寬帶陣列換能器，我們可分別比較5MHz和12MHz的橫向分辨率，其工作頻率為5MHz至14MHz。成像深度為5厘米。在兩種情況下，64個換能器陣元形成有效孔徑。元件之間的間距為0.3mm。介質中的聲速為1540m/s。有效孔徑尺寸為19.2mm。根據
的公式，對于5MHz和12MHz的聲波，λ分別為0.31mm和0.13mm。根據上述方程式，橫向分辨率分別在5MHz時為0.8mm，在12MHz時為0.33mm。因此，更高頻率的應用實現更佳的分辨率。
的公式，對于5MHz和12MHz的聲波，λ分別為0.31mm和0.13mm。根據上述方程式，橫向分辨率分別在5MHz時為0.8mm，在12MHz時為0.33mm。因此，更高頻率的應用實現更佳的分辨率。實際上，僅通過增加換能器頻率來改善圖像質量并非完全可行。一方面，更高頻率的換能器需要更薄的壓電材料，這需要更精密的制造技術，且成本更高。另一方面，如后面章節所示，較高頻率的聲波在生物組織中容易衰減。
當介質不均勻時，聲波的部分能量可在兩個介質的邊界處反射。未反射的聲波繼續傳播，直到它在下一個邊界被反射，或完全衰減。反射和透射系數由這兩種介質的聲阻抗（Z=ρc）的差異決定。方程式中，ρ和c分別是介質的密度和聲速，假設波傳播方向垂直于邊界。
表1所示為所選生物組織、水和空氣的特性。在兩個聲阻抗極其不同的情況下會出現強反射信號。骨骼密度高，聲速快；因此它總是超聲圖像中的強反射組織器。另一方面，血液和肝臟的聲阻抗相似，因此這兩種組織之間的反射很弱。只有高靈敏度的換能器才能拾取微弱的信號。如表1所示，信號在傳播過程中會衰減。累積衰減隨著傳播距離的增加而增加。以方程式7計算衰減，其中系數2體現了聲波雙向傳播。
在超聲波探查體內組織的典型應用中，來自人體表面的回波與來自內部器官的回波之間的動態范圍很容易超過100dB。我們可假設平均衰減系數為0.7dB/MHz×cm和7.5MHz換能器。在10cm的深度處，基于方程式7，即7.5×0.7×10×2dB，計算所得105dB的衰減。假設表面回波為1Vpp，體內器官回波的幅度為<10uVpp，非常弱。該示例表明超聲信號具有極寬動態范圍才能表征皮膚表面至內臟器官的生理結構的差異。因此需要復雜的電子電路以提供足夠的動態范圍，而這在有限功耗的預算下是不容易實現的。
表1：典型組織和介質的聲學特性
4. 超聲成像模式
當換能器接收到回波時，適當的處理單元需要將這些信號轉換成超聲波檢驗師或其他最終用戶的可理解的圖像信息。超聲成像使用幾種成像模式來研究組織特征、體液分布及流動、器官功能等。
A模式和B模式
在最早的超聲系統中，通過顯示回波的幅度及其時域信息來指導臨床診斷。即A模式（振幅模式）超聲成像系統，如下圖所示，它以一維逐行掃描為基礎，。由于人類視覺對圖像更敏感 ，因此開發亮度或灰度成像模式有更積極的臨床意義。為構建2D圖像，需要在特定區域上掃描換能器的聲束，且在掃描期間獲得多個A模式掃描行。這些掃描行構成一幀圖像，沿著掃描線的回波幅度以線性或非線性方式映射到像素值。當換能器的聲束足夠快地進行掃描時，可實現實時圖像。這些圖像被稱為B模式（亮度模式）圖像，其創建了與掃描方向平行的一個橫截面圖像。
圖4.掃描模式。（a）A模式掃描行，（b）B模式圖像，（c）3D聲束掃描，以及（d）B模式（子圖1、2、3）和3D（子圖4）臨床圖像（由Philips提供）
最近在最新的商業超聲系統上產生了越來越新穎的成像模式（如3D和4D成像），這些是B模式成像的擴展。3D成像是以二維方式掃描聲束并獲取多個橫截面B模式圖像的疊加，如上圖（c）和（d）所示。此外，4D成像被定義為實時3D成像。
多普勒超聲
大多數臨床超聲系統包括另一個必不可少的特征：多普勒超聲用來顯示血液的流動信息。多普勒效應描述了由于介質中的目標運動導致的波長偏移。若從遠離觀察者的聲源發射波，則其波長增加，反之亦然。因此，當聲波傳播并被體內的運動目標反射時，發射脈沖和接收回波的波長是不同的。該頻率差是多普勒頻移，可用于計算運動物體的速度：
方程式中，是多普勒頻移，f0是發射脈沖的中心頻率，c是介質中的聲速，θ是超聲波束和運動物體之間的角度。
多普勒超聲早在20世紀50年代就已用于醫學應用。目前，它可評估血流和組織運動。在過去60年中，多種多普勒技術提供不同的診斷信息，包括連續波（CW）多普勒、脈沖波（PW）多普勒和彩色多普勒。這些多普勒模式之間存在較大的應用差異。
圖5.連續波（CW）多普勒測量配置
連續波多普勒是最早采用的技術，即通過從接收的回波中提取多普勒漂移頻率來實現。其測量設置如上圖所示，測量中使用了兩個換能器Tx和Rx。當Tx發射連續波時，Rx接收來自任何反射器的回波。例如，若Tx向介質發送余弦波，則Rx檢測來自移動反射器的移頻余弦信號：
其中ωc是換能器的中心頻率，ωd是由運動物體引入的多普勒頻移（可通過用混頻器解調來提取）。這種技術可測量由于心臟瓣膜泄漏引起的極高速血流，以及深靜脈內極低速度的血流。為了解決CW電路的低相位噪聲和低熱噪聲的挑戰，通常CW通路需要單獨的模擬處理電路。。如前所述，超聲圖像的軸向分辨率取決于回波脈沖寬度。在CW操作中，脈沖寬度是無窮大；因此軸向分辨率很差，或者說是對軸向血流信息做平均。橫向分辨率取決于兩個換能器重合的聚焦區域。通常，CW測量的主要缺點是其有限的空間精度，因為CW也可檢測到不相關的區域產生的無關信號。一般來說CW模塊的性能是區分高端系統和低端系統的關鍵指標。
圖6.脈沖波多普勒測量配置
脈沖波（PW）多普勒技術于20世紀60年代誕生，以解決CW空間分辨率差的問題。PW多普勒基于同樣的B模式成像設置，因此它是原B超系統一個新功能。解調和采樣保持技術用于提取流信息。PW多普勒系統的實驗設置如上圖所示。在該系統中，僅需要一個換能器，且陰影區域示出了由換能器的軸向分辨率（脈沖持續時間）和橫向分辨率確定的樣本體積。通常，換能器以特定周期重復頻率（PRF）發送4-16周期正弦信號，并接收反射信號。由于接收的信號被血流中的移動粒子的（如紅細胞和白細胞）散射，因此時間1的反射回波1與時間2的反射回波2相位略微不同。對接收信號進行放大和處理以提取相移頻率。與CW多普勒相比，PW多普勒檢測有限感興趣區域（ROI）中的流速，其中共用換能器同時也用于B模式成像。通過修改信號處理軟件，可在B模式成像平臺上實現PW多普勒功能。
在CW和PW多普勒模式中，流信息是從一個聚焦聲束中獲得的，類似于A模式成像。在20世紀80年代，研究人員基于彩色多普勒技術完成了血流分布的二維信息可視化。彩色多普勒處理也是基于B模式/PW模式信號路徑。從感興趣區域收集多幀RF數據。由于感興趣區域中的血液流動導致圖像幀之間存在數據差異。相域中的自相關和時域中的互相關兩種算法可從RF數據中提取數據方差（即血流速度和方向信息）：。根據預定義的顏色漸變條相應地映射包括速度和方向的血流信息。通常，藍色和紅色代碼分別識別朝向和遠離換能器移動的血流。當流速增加時使用更亮的顏色，反之亦然。顏色映射的2D分布始終疊加在B模式圖像上，以實時同時顯示個體解剖結構和血流。它對于診斷心血管疾病，如血管閉塞和心臟瓣膜反流，極其有用。典型的彩色多普勒圖像如下圖所示，（b）顯示頸動脈狹窄引起的血流流速變化。
圖7.彩色多普勒成像：（a）以彩色多普勒和CW模式獲得的圖像（由Philips提供）； （b）顯示頸動脈狹窄的彩色多普勒（由GE提供）
彩色多普勒仍然是一個活躍的研究領域。眾所周知，自相關和互相關處理技術需要強大的計算能力。正在開發新算法以較低的計算成本分析血流。與此同時，得益于半導體技術的最新進展，具有更低功耗和更高計算能力的數字信號處理器正應用于該領域。
其他成像模式
B模式、CW多普勒、PW多普勒和彩色多普勒是超聲系統中最主要的成像模式。我們簡略介紹下在日常診斷中常常用到的其他成像模式以獲取更全面的臨床信息
運動模式（M模式）是基于B模式；它可在一段時間內捕獲心臟運動，并指示缺陷瓣膜或心室腔室的功能。
組織諧波成像（THI）于20世紀90年代開始流行，現在是新系統中的標準成像模式。諧波信號由組織中的聲波傳播失真而產生。在THI中，提取這些諧波以實現圖像對比度和分辨率改善、偽像減少和信噪比（SNR）的增加。自20世紀90年代末和21世紀初以來，編碼激勵等技術也有所發展并應用到臨床。總所周知良好的軸向分辨率需要短脈沖持續時間（即低發射聲能），而為增加SNR，我們希望增加脈沖持續時間。通過優化的匹配濾波器和激勵碼，我們仍可使編碼激勵長脈沖實現短脈沖類似的軸向分辨率。
由生物安全的氣體/微氣泡組成的造影劑可顯著提高SNR和對比度，因為這些微氣泡是完美的聲學反射器。造影劑增強成像有助于心血管診斷。此外，這些微氣泡比正常組織具有更強的非線性特征，適用于諧波成像。
醫學超聲是一種安全且低成本的醫學成像手段，是MRI、光學和PET系統的良好補充。多成像模式系統可利用每種成像模式優劣勢互補集成以獲得最佳診斷信息。例如，光聲成像可將超聲成像的深度穿透與光學成像的高對比度相結合。MRI引導超聲治療是多模態方法的另一個示例。
5.超聲波電子學
下述框圖表示典型的超聲系統。主要組件包括高壓發射電路、低噪聲模擬前端、發射和接收器波束合成電路、數字信號處理單元、圖像顯示和存儲單元以及其他配套電路。
圖8.典型超聲電子電路的框圖
超聲發射電路和接收電路
在當前系統中，多通道發射器用于激勵陣列換能器。根據可用的成像模式，發射電壓在±2V至±100V之間變化。有時，為降低系統成本，使用高壓多路開關將一個發射器通道切換到多換能器元件。在低端到中端系統中，選擇基于方波的高壓發射電路，因為它們具有高集成度和低成本。在高端系統中，高壓線性放大器可生成各種復雜波形。在換能器上，高壓發射信號和低壓回波共存。因此，T/R開關電路位于高壓發射電路和低噪聲放大器之間，其主要功能是保護低壓放大器。超聲信號可根據其傳播距離或時間而顯著衰減。因此，在接收器中，增益隨著超聲傳播時間增加而增加。這一重要特性稱為時間增益補償（TGC），通常需要如下所示的電壓控制放大器（VCA）。在放大和預處理之后，將信號數字化并傳遞到接收器波束合成器或連續波（CW）多普勒處理單元，其中混頻器提取音頻范圍（20Hz到20KHz）中的多普勒信號。
圖9.用于時間增益補償的電壓控制放大器
在過去30年中，超聲前端電子設備已從分立電路升級為集成電路芯片。各類超聲波前端解決方案大大簡化系統設計并降低成本。
考慮到超聲前端電子設備的極端要求，例如>100dB動態范圍和20Hz~>GHz工作頻率，每個小的改進都需要在晶體管級、芯片級、電路板級和系統級上進行大量的研發工作。與大多數混合信號系統類似，良好的模擬輸出始終是后續信號處理和圖像質量改進的基礎。低功耗、低噪聲和緊湊的尺寸是超聲前端電子設計的首要考慮事項。
波束合成器
波束合成器包括發射和接收波束合成器來實現電子聚焦和控制多陣元換能器的聲束。，如下圖所示從一個換能器陣元到目標的距離與從另一個陣元到目標的距離不同；因此在發送相，針對每個陣元適當地延遲發送的信號，以使得發射器信號同時到達目標并在目標處產生最高聲強，也就是獲取最強回波。在接收階段，通過對接收到的回波應用適當的延遲，以實現線性疊加來自多個換能器陣元的回波，以實現最高靈敏度。
圖10.用于在（a）發射相和（b）接收相中聚焦聲束的換能器波束合成器
由于發射電路主要是數字型，因此發射延遲實現是通過現場可編程門陣列（FPGA）或數字信號處理器（DSP）等高速計數器完成的。由于接收信號的復雜性，接收波束合成器顯然需要更多的算法優化得以實現。早期基于分立晶體管電子電路信號處理能力有限。因此，接收器波束合成波束合成器以基于電感電容組合的模擬延遲線來實現。在20世紀80年代，接收器波束合成器開始使用多通道模數轉化芯片和數字波束合成技術。
圖11.數字波束合成器圖解
在目前的主流超聲系統中，接收波束合成器一般都是數字型的。數字波束合成器通常在具有極高的計算能力的FPGA、DSP、PC或GPU（圖形處理單元）中實現。如前所述，較大的換能器孔徑可實現更佳的分辨率。因此，在高端超聲系統中，256個換能器元件形成一個聚焦光束，以獲得精細分辨率圖像。因此高端波束合成器所需的計算能力相當復雜。
生物組織在形狀、密度、聲速等方面存在異質性。實時延遲計算和校準會基于所涉組織的聲學特性和形狀。由于波束合成器設計的重要性和復雜性，大多數超聲波公司都有自己的IP。在不影響波束形成性能的情況下，簡化波束形成器設計仍然是一個熱門話題。相信正在研發新的波束合成器架構將廣泛用于未來的超聲系統。
數字信號處理
超聲信號需要大量的信號處理，以便從原始超聲數據中提取各成像模式所需的信息。主要處理模塊包括B模式圖像重建、基于快速傅里葉變換的多普勒頻譜信息提取、基于自相關和互相關的彩色多普勒計算、超聲圖像掃描坐標轉換（2D超聲坐標到笛卡爾坐標）、圖像增強等。目前，商用處理器，如現場可編程門陣列（FPGA），數字信號處理器（DSP），被廣泛使用，。FPGA使系統設計人員能夠對內部邏輯門進行硬連線，并優化其算法的效率。另一方面，DSP為系統設計人員提供預定義的標準計算模塊，可實時更改和優化他們的算法。換言之，FPGA以硬件效率取勝，而DSP以軟件靈活性得寵。新的信號處理器，如PC和GPU；它們的計算能力高于FPGA和DSP，而軟件開發成本則大大低于FPGA和DSP然而，由于PC和GPU的高功耗，它們并不一定適合低功耗便攜式系統。
6. 模擬前端芯片設計中的工藝選擇
在任何AFE設計之前，半導體工藝選擇始終是基于設計目標的首要關鍵考慮注意事項。CMOS和BiCMOS工藝是超聲模擬前端設計中最常用的工藝。它們中的每一個都有其自身優點，且適用于相應的電路塊。
BiCMOS（雙極CMOS）工藝目前比純雙極工藝更受歡迎，因為它包含用于模擬設計的高性能雙極晶體管和用于數字設計的CMOS元件。雙極晶體管適用于低噪聲放大器設計，具有超低1/f噪聲、寬帶寬和良好的功耗/噪聲效率。雙極性工藝還降低了電路電容，以獲得良好的總諧波失真。因此，基于雙極或BiCMOS工藝的放大器可在比基于CMOS工藝的放大器小得多的區域和更低的功耗下實現相同的性能。
德州儀器的0.35um BiCMOS工藝用于研究雙極和CMOS器件之間放大器設計的性能影響。下圖（a）表明，基于雙極晶體管的放大器在相同的偏置電流下可實現更低的噪聲；它還說明雙極晶體管具有超低1/f噪聲特性，這對于具有調制和解調電路的多普勒應用至關重要；（b）與類似的CMOS設計相比，雙極設計顯著減小了面積。當然，由于半導體工藝的特征尺寸減小，在0.35um BiCMOS工藝和<0.35um CMOS工藝之間的面積差異變小。然而，一般來講，由于上述優點，0.35um BiCMOS工藝仍然極其適于放大器設計。
圖12.基于CMOS與BiCMOS工藝設計的比較
當電路具有更多數字內容和開關元件（如中速ADC）時，CMOS工藝更適合。醫學超聲信號頻率處在1~20MHz范圍內，其ADC采樣率通常低于100MSPS，目前大多數CMOS工藝都可輕松處理。采用0.18um~65nm CMOS工藝，ADC設計可實現更佳的集成和功耗降低。此外，與可比較的BiCMOS工藝相比，CMOS工藝通常成本更低，且實現更短的制造周期。所有這些都表明CMOS工藝適用于超聲AFE中的ADC設計。
總之，當降低噪聲/功耗是主要目標時，BiCMOS工藝適于超聲AFE中的TGC放大器設計，即壓控放大器（VCA）設計。另一方面，CMOS工藝是在ADC設計中實現低功耗和高集成度的良好選擇。特別是在0.18um至65nm的節點，與0.35um BiCMOS工藝相比，具有完整低壓數字庫的CMOS工藝可以具有競爭力的成本獲得更高的集成度。
很明顯，BiCMOS VCA和CMOS ADC的組合可達到一個噪聲<0.8nV/rtHz，功耗<150mW/CH的出色模擬前端解決方案。這種組合不僅需要專用半導體工藝，還需要先進的封裝技術。下圖所示為一個模擬前端解決方案，在同一封裝中具有兩個芯片。實際上，還可以集成兩個以上的芯片和多個無源元件。此外，多芯片模塊（MCM）可為系統設計提供更大的靈活性。例如，若有更新的ADC或VCA解決方案，它可取代舊的AFE解決方案中的一個解決方案，且仍然保持管腳到管腳的兼容性，以獲得更佳性能。
圖13.多芯片模塊封裝
在過去十年中，超聲波AFE的工藝技術從0.5um移至90nm，從CMOS僅移至BiCMOS和CMOS，從單芯片移至封裝中具有無源元件的多個芯片。如圖所示所有這些技術大大降低了功耗，提升了性能并縮小了芯片尺寸
圖14.AFE集成度的發展
7. 超聲模擬電路的主要參數
超聲信號有其自身的特點。正如我們在前面部分所討論的那樣，系統中經常會觀察到超過100dB的動態范圍。低頻音頻電路、高頻數字電路、低噪聲放大器、低噪聲時鐘電路存在于同一系統、同一電路板或甚至同一芯片上。AFE設計和系統設計必須解決這些挑戰。
過載恢復
過載信號通常是指高壓發射脈沖通過高壓收發開關（T/R switch）的泄漏大信號或者是強回波信號。若AFE設計中未考慮過載恢復，它們會降低LNA、PGA、ADC和CW電路的瞬態響應性能。模擬設計人員面臨著在有限功耗預算條件下，在大動態范圍內實現瞬時恢復響應且響應性能一致的挑戰。作為一種較為常見的設計方案，應首先在高壓收發開關設計中應用足夠的限流限壓技術，這可消除對模擬前端的第一級即低噪聲放大器的過載影響。在LNA設計中，鉗位二極管通常可防止LNA進一步飽和。
分析兩種常見的過載情況。第一種是由于高壓收發開關導通，考慮到超聲成像的死區時間通常在3到5us左右，因此超聲模擬前端的過載恢復時間必須達到微秒量級，。目前由基MOSFET的高壓收發開關處理，僅允許<< 1Vpp發射泄漏直通；而基于二極管橋構成的高壓收發開關，其泄漏電壓可達2Vpp。因此大多數AFE設計為可處理~2Vpp過載信號，以滿足各種收發開關的性能。另一種過載情況是由于來自血管壁的大反射信號，超聲模擬前端必須立即恢復，以檢測血液中的小回波。第二種情況在多普勒應用中極其常見，其性能決定了血流檢測靈敏度和準確度。下圖所示為模擬血管壁強回波，然后是來自血液的小信號的反應。下述信號具有60dB的動態范圍，即5周期250mVpp信號和5MHz時的5周期250uVpp信號；小信號配置為具有0°或180°相移。下圖所示為超聲模擬前端的響應以及0°和180°響應之間的差異，即類似于多普勒應用中的相位檢測相似。小信號和相位差的提取保證了多普勒應用中的良好性能。
圖15.過載恢復（a）輸入信號；（b）輸出信號
除快速過載響應和精確的相位檢測之外，多次過載恢復響應的一致性對于頻譜多普勒和彩色多普勒應用也是至關重要的。一致的過載恢復可減少系統中的頻譜噪聲或彩色噪聲。大家可通過比較來自多個信號的過載響應差異來評估一致性。
此外，諧波成像是大多數系統中的標準配置。脈沖反轉成像被廣泛使用。因此系統AFE保證對正脈沖和負脈沖有對稱的過載響應。最后，在超聲系統中經常疊加多個不同類型的圖像便于診斷，如雙工模式、即B模式轉換到多普勒模式，甚至三共模式。以。各個工作模式使用到不同的發射電壓和占空比的發射波形。因此，AFE需要快速響應兩個或多個圖像線內的不同過載信號。當快速切換圖像模式時，不同的過載信號不應影響AFE過載性能的一致性。
多普勒應用中的信號和噪聲調制
超聲系統是復雜的混合信號系統，具有各類數字和模擬電路。數字信號和時鐘信號會干擾系統級或芯片級的模擬信號。另外諸如晶體管和二極管之類的非線性元件可調制噪聲，也會干擾RF信號。
在超聲多普勒應用中，系統中的調制效應會影響圖像質量和靈敏度。多普勒信號頻率范圍從20Hz到>50Khz不等。同時，多個系統的時序信號也在此范圍內，如幀時鐘、成像線時鐘等。這些噪聲信號可通過接地、電源和控制管腳進入芯片。研究芯片級的調制效應，如：（PSMR）電源調制比就很重要。具有一定頻率和幅度的噪聲信號可施加在電源管腳上。若存在調制效應，則可找到邊帶信號。PSMR表示為載波和邊帶信號之間的幅度比，如下所示：
圖16.PSMR（a）和IMD3（b）描述
除PSMR外，三階交調干擾（IMD3）是衡量混合信號IC性能的關鍵參數。同時，在超聲應用中，用于IMD3測量的輸入信號具有不同的幅度，其分別代表來自靜態組織大回波和來自流動血液的多普勒小信號，其幅度差可達20到30dB左右。系統設計人員可使用IMD3來估計由多普勒鏡像頻率信號所產生的偽像。多普勒頻譜顯示中常用40到50dB的動態范圍。因此，優于50dBc的IMD3不應影響系統性能。
連續波（CW）多普勒參數
作為中高端系統的關鍵功能，連續波多普勒已開始成為便攜式系統的標配。與TGC路徑相比，連續波多普勒路徑具有處理更大動態范圍和更低相位噪聲的優點。此外，由于具備這些特點，連續波多普勒波束合成通常在模擬域中實現。多種波束合成方法都在超聲系統中應用，包括無源延遲線、有源混頻器和無源混頻器。在過去幾年中，基于混頻器的連續波多普勒結構憑借體積小、易于實現且支持多個CW頻率的良好靈活性而逐漸占據主導地位。此外，連續波多普勒波束合成器已集成在與TGC路徑相同的芯片上。此外無源混頻器不僅降低了功耗和噪聲，也滿足了連續波多普勒的處理要求，如寬動態范圍、低相位噪聲、精確I/Q通道增益和相位匹配等。
簡化的連續波多普勒路徑框圖如下所示。整個CW路徑包括LNA、電壓電流轉換器、基于開關電路的無源混頻器、帶低通濾波器的加法器和時鐘電路。大多數模塊包括性能嚴格對稱的同相和正交通道，以實現良好的鏡像頻率抑制和波束合成精度。
圖17.CW的簡化框圖
下述圖解和方程式描述了混頻器操作的原理。
圖18.混頻器操作的框圖
方程式中，Vi(t)、Vo(t) 和LO(t)分別是混頻器的輸入、輸出和本地振蕩器信號。Vi(t)包括高次諧波；LO(t)代表方波，其包含奇數諧波分量，如下式所示：
根據方程式，來自LO(t) 的3階和5階諧波可與Vi(t)中這些頻帶中的3階和5階諧波或寬頻噪聲相調制。因此，混頻器的噪聲性能會降低。為了避免這種不良影響，在LNA輸出或混頻器時鐘輸入上都需要諧波抑制電路，以實現更佳的噪聲系數。根據以上方程式，混頻器的轉換損耗約為20log2/π 也就是-4dB左右。
優于-46dBc鏡像頻率抑制是CW成像中的期望參數。CW I/Q通道匹配也可有助于鏡像頻率分量。文獻表明，0.25°的I/Q相位誤差可得到-53dBc抑制；且0.05dB的I/Q增益誤差可得出-50dBc抑制。它們是CW路徑的設計目標。因此，CW I/Q路徑需要嚴格的增益和相位匹配。低容差電阻（0.1%）通常用于基于運算放大器的有源濾波器。
典型的CW多普勒移頻處在100Hz到20KHz之間。由于混頻特性，CW信號路徑的相位噪聲主導低血流速度。因此，大多數AFE以載波頻偏為1KHz時的CW相位噪聲作為主要性能指標。
最后，CW路徑的動態范圍基于輸入參考噪聲和最大輸入信號：
為實現良好的CW性能，需要>160dBFS/Hz的發射器和接收器電路動態范圍。
8. 總結
超聲成像是一種安全的醫學成像模式，具有很大潛力，。越來越多就地檢查的床旁應用需要低功耗、低噪聲和緊湊的系統。為了充分發揮超聲信號的優點，必須選擇合適的工藝以實現低功耗、低噪聲和小尺寸的目的。BiCMOS工藝適用于低噪聲放大器設計，具有超低1/f噪聲、寬帶寬和良好的功耗/噪聲效率；而CMOS工藝在低功耗下實現了高數字密度。兩者結合使用先進的封裝技術，可提供最先進的模擬前端解決方案。為達到所需的超聲波參數，如快速一致的過載恢復、低IMD3和PSMR、精確的I/Q匹配、連續波多普勒混頻器中奇次諧波抑制等，需要考慮芯片中的各個參數已到達設計的綜合優化。
參考文獻
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Xiaochen Xu, “Challenges and Considerations of analog front ends design for portable ultrasound systems”, 2010 IEEE Utlrasonics symposium.
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Xiaochen Xu, “Impact of Highly Integrated Semiconductor Solutions for Ultrasound System”, 2016 Transducer Conference, University of Southern California.
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Xiaochen Xu, etc. “Handbook of Research on Biomedical Engineering Education and Advanced Bioengineering Learning”, ISBN. 978-1466601222, 2012.
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