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POE電源模塊設(shè)計(jì)詳解

發(fā)布時(shí)間：2018-06-29 來(lái)源：鄒林責(zé)任編輯：wenwei

【導(dǎo)讀】POE (Power Over Ethernet)指的是在現(xiàn)有的以太網(wǎng)Cat.5布線基礎(chǔ)架構(gòu)不作任何改動(dòng)的情況下，在為一些基于IP的終端(如IP電話機(jī)、無(wú)線局域網(wǎng)接入點(diǎn)AP、網(wǎng)絡(luò)攝像機(jī)等)傳輸數(shù)據(jù)信號(hào)的同時(shí)，還能為此類設(shè)備提供直流供電的技術(shù)。POE技術(shù)能在確?，F(xiàn)有結(jié)構(gòu)化布線安全的同時(shí)保證現(xiàn)有網(wǎng)絡(luò)的正常運(yùn)作，最大限度地降低成本。

1 概述：

定義：PoE全稱Power Over Ethernet，是指10BASE-T、100BASE-TX、1000BASE-T以太網(wǎng)網(wǎng)絡(luò)供電，即數(shù)據(jù)線和電源線在同一根網(wǎng)線上傳輸，其可靠供電的距離最長(zhǎng)為100米。

PoE供電系統(tǒng)包含兩種設(shè)備PSE和PD，PSE（power-sourcing equipment），主要是用來(lái)給其它設(shè)備進(jìn)行供電的設(shè)備，PD（power device），在PoE供電系統(tǒng)中用來(lái)受電的設(shè)備。

2 POE主要供電特性

2.1 PSE特性參數(shù)：

（1）電壓在44~57V之間，典型值為48V

（2）允許最大電流為550mA，最大啟動(dòng)電流為500mA

（3）典型工作電流為10~350mA，超載檢測(cè)電流為350~500mA

（4）在空載條件下，最大需要電流為5mA

2.2 PD功率等級(jí)

PD功率等級(jí)分為CLASS 0、CLASS 1、CLASS 2、CLASS 3、CLASS 4、CLASS 5

CLASS 0 設(shè)備需要的最高工作功率為0.44W ~12.95W

CLASS 1 設(shè)備需要的最高工作功率為0.44W ~3.84W

CLASS 2 設(shè)備需要的最高工作功率為3.84W ~6.49W

CLASS 3 設(shè)備需要的最高工作功率為6.49W ~12.95W

CLASS 4 設(shè)備需要的最高工作功率為12.95W ~25.5W

CLASS 5 設(shè)備需要的最高工作功率為>25W

設(shè)計(jì)師可以根據(jù)功率要求將他們的設(shè)備指定為特定的級(jí)別。

2.3 POE供電的工作過程

在分級(jí)階段，PSE將向PD施加15～20V的電壓，并通過測(cè)量電流大小來(lái)確定PD的特定級(jí)別。在此階段，PD的電源部分將被欠壓鎖定(UVLO)電路維持在無(wú)源狀態(tài)，以便隔離開關(guān)級(jí)，直至特征和分級(jí)階段完成。一旦分級(jí)完成后，PSE將會(huì)向PD提供全額工作電壓。

當(dāng)在一個(gè)網(wǎng)絡(luò)中布置PSE供電端設(shè)備時(shí)，POE以太網(wǎng)供電工作過程如下所示：

檢測(cè)：

首先PSE會(huì)發(fā)送一個(gè)測(cè)試電壓給在網(wǎng)設(shè)備以探測(cè)受電設(shè)備中的一個(gè)24.9kΩ共模電阻。測(cè)試信號(hào)開始為2.5V，然后提升到10V，這將有助于補(bǔ)償Cat-5電纜自身阻抗帶來(lái)的損失。因?yàn)檫@種電纜最長(zhǎng)可達(dá)100m。如果PSE檢測(cè)到來(lái)自PD的適當(dāng)阻抗特征(24.9kΩ)，它便會(huì)繼續(xù)提升電壓。如果檢測(cè)不到特征阻抗，PSE將不會(huì)為電纜加電。受電設(shè)備電路中的齊納二極管會(huì)保證系統(tǒng)其余部分不受測(cè)試信號(hào)的干擾。

PD端設(shè)備分類：

當(dāng)檢測(cè)到受電端設(shè)備PD之后，PSE將向PD施加15～20V的電壓，并通過測(cè)量電流大小來(lái)確定PD的特定級(jí)別。如果除了探測(cè)到第一級(jí)的電阻外沒發(fā)現(xiàn)其他分級(jí)電路，該設(shè)備被定義成零級(jí)別。在此階段，PD的電源部分將被欠壓鎖定(UVLO)電路維持在無(wú)源狀態(tài)，以便隔離開關(guān)級(jí)，直至特征和分級(jí)階段完成。

開始供電：

分級(jí)完成后，在一個(gè)可配置時(shí)間(一般小于15μs)的啟動(dòng)期內(nèi)，PSE設(shè)備開始從低電壓向PD設(shè)備

a)供電，直至提供48V的直流電源。

b)供電：為PD設(shè)備提供穩(wěn)定可靠48V的直流電，滿足PD設(shè)備不越過12.95W的功率消耗。

c)斷電：若PD設(shè)備從網(wǎng)絡(luò)上斷開時(shí)，PSE就會(huì)快速地(一般在300～400ms之內(nèi))停止為PD設(shè)備供電，并重復(fù)檢測(cè)過程以檢測(cè)線纜的終端是否連接PD設(shè)備。

3 POE電源模塊簡(jiǎn)介

本次POE電源模塊采用MAX5969B和MAX5974A芯片來(lái)實(shí)現(xiàn)，功率等級(jí)為CLASS 4的POE電源。POE電源模塊的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用反激式變換器實(shí)現(xiàn)，運(yùn)用變壓器原邊反饋穩(wěn)壓以及副邊同步整流技術(shù)。輸入電壓范圍在36V~57V之間，輸出電壓穩(wěn)點(diǎn)在5V，具有過壓保護(hù)、過流保護(hù)等特點(diǎn)。如圖1所示為POE電源的原理圖。

3.1 POE電源模塊芯片

芯片MAX5969B為用電設(shè)備（PD）提供符合以太網(wǎng)供電（PoE）系統(tǒng)IEEE802.3af/at標(biāo)準(zhǔn)的完整接口。MAX5969B為PD提供檢測(cè)信號(hào)、分級(jí)信號(hào)以及帶有浪涌電流控制的集成隔離功率開關(guān)。發(fā)生浪涌期間，MAX5969B將電流限制在180mA以內(nèi)，直到隔離功率MOSFET完全開啟后切換到較高的限流值（720mA至880mA）。器件具有輸入U(xiǎn)VLO，帶有較寬的滯回和長(zhǎng)周期干擾脈沖屏蔽，以補(bǔ)償雙絞線電纜的阻性衰減，確保上電/掉電期間無(wú)干擾傳輸。MAX5969B輸入端能夠承受高達(dá)100V的電壓。

MAX5969B芯片特性如下：

（1）兼容于IEEE 802.3af/at

（2）2級(jí)事件分級(jí)

（3）簡(jiǎn)易的墻上適配器接口

（4）0至5級(jí)POE分級(jí)

（5）100V絕對(duì)最大額定輸入

（6）180mA最大浪涌電流限制

（7）正常工作期間電流限制在720mA至880mA

（8）電流限制和折返式保護(hù)

（9）傳統(tǒng)的36V UVLO (MAX5969A)

（10）IEEE 802.3af/at兼容、40V UVLO (MAX5969B)

（11）過熱保護(hù)

（12）增強(qiáng)散熱的3mm × 3mm、10引腳TDFN封裝

如圖2所示為MAX5969B的引腳圖，接下來(lái)簡(jiǎn)要介紹下每個(gè)引腳。

圖2 MAX5969B引腳圖

表1 MAX5969B引腳簡(jiǎn)介

芯片MAX5969B工作過程的簡(jiǎn)單介紹，MAX5969B有4種不同的工作模式：

PD檢測(cè)、PD分級(jí)、標(biāo)記事件和PD供電模式。檢測(cè)模式是用來(lái)檢測(cè)設(shè)備是不是PD設(shè)備；分級(jí)模式是用來(lái)給PD設(shè)備確定輸入功率為多大；標(biāo)記事件一般用于2級(jí)分級(jí)模式檢測(cè)；供電模式為正式給PD設(shè)備供電。

當(dāng)輸入電壓在1.4V和10.1V之間時(shí)器件進(jìn)入PD檢測(cè)模式；當(dāng)輸入電壓在12.6V和20V之間時(shí)，器件進(jìn)入PD分級(jí)模式；一旦輸入電壓超過VON，器件則進(jìn)入PD供電模式。

檢測(cè)模式（1.4V≤ VIN ≤ 10.1V）:

檢測(cè)模式下，PSE向VIN施加1.4V至10.1V范圍(最小步長(zhǎng)為1V)的兩個(gè)電壓，并記錄這兩點(diǎn)處的電流測(cè)量值。然后，PSE計(jì)算DV/DI以確保連接了24.9kΩ特征電阻。在VDD和DET之間連接特征電阻(RDET)，以確保正確的特征檢測(cè)。檢測(cè)模式下，MAX5969B將DET拉低。當(dāng)輸入電壓超過12.5V時(shí)，DET變?yōu)楦咦钁B(tài)。檢測(cè)模式下，MAX5969B的大多數(shù)內(nèi)部電路都處于關(guān)斷狀態(tài)，偏置電流小于10μA。

分級(jí)模式(12.6V≤ VIN ≤ 20V) ：

分級(jí)模式下，PSE根據(jù)PD所需的功耗對(duì)PD進(jìn)行分級(jí)，使PSE能夠有效管理功率分配。0至5級(jí)的定義可通過查看數(shù)據(jù)手冊(cè)知道(IEEE 802.3af/at標(biāo)準(zhǔn)僅定義了0至4級(jí)，5級(jí)用于特殊要求)。CLS與VSS之間連接一個(gè)外部電阻(RCLS)，用于設(shè)置分級(jí)電流。PSE通過向PD輸入施加電壓并測(cè)量PSE輸出的電流來(lái)確定PD的級(jí)別。當(dāng)PSE施加的電壓在12.6V和20V之間時(shí)。PSE使用分級(jí)電流信息來(lái)對(duì)PD功率要求進(jìn)行分級(jí)。分級(jí)電流包括RCLS吸收的電流和MAX5969B的電源電流。所以PD吸收的總電流在IEEE 802.3af/at標(biāo)準(zhǔn)的指標(biāo)范圍之內(nèi)。當(dāng)器件處于供電模式時(shí)，則關(guān)閉分級(jí)電流。

供電模式(喚醒模式)

當(dāng)VIN上升到欠壓鎖定門限(VON)以上時(shí)，MAX5969B進(jìn)入供電模式。當(dāng)VIN上升到VON以上時(shí)，MAX5969B開啟內(nèi)部n溝道隔離MOSFET，將VSS連接至RTN，內(nèi)部浪涌電流限制設(shè)置為135mA (典型值)。當(dāng)RTN處的電壓接近VSS并且浪涌電流降至浪涌門限以下時(shí)，隔離MOSFET完全開啟。一旦完全開啟隔離MOSFET，MAX5969B將電流限制更改為800mA。在功率MOSFET完全開啟之前，電源就緒開漏輸出(PG)保持為低電平，持續(xù)時(shí)間至少為，以在浪涌期間禁止后續(xù)的DC-DC轉(zhuǎn)換器。

芯片還有一些其它的工作狀態(tài)，例如欠壓鎖定、熱關(guān)斷保護(hù)、墻上電源適配器檢測(cè)和工作等。

芯片MAX5974A為寬輸入電壓范圍、有源鉗位、電流模式PWM控制器，用于控制以太網(wǎng)供電(PoE)的用電設(shè)備(PD)中的正激轉(zhuǎn)換器。MAX5974A適用于通用或電信系統(tǒng)的輸入電壓范圍。芯片MAX5974A獨(dú)特的電路設(shè)計(jì)能夠在不需要光耦的前提下獲得穩(wěn)定的輸出。

MAX5974A有很多特性，以下簡(jiǎn)要介紹幾個(gè)：

（1）峰值電流模式控制、有源鉗位、正激PWM控制器

（2）無(wú)需光耦即可獲得穩(wěn)壓輸出

（3）100kHz至600kHz可編程、±8%抖動(dòng)控制的開關(guān)頻率，可同步至高達(dá)1.2MHz

（4）可編程頻率抖動(dòng)，支持低EMI、擴(kuò)頻工作

（5）可編程死區(qū)時(shí)間、PWM軟啟動(dòng)、電流斜率補(bǔ)償

如圖3所示為芯片的引腳圖。

圖3 MAX5974引腳圖

表2 MAX5974A引腳簡(jiǎn)介

3.2 輸入電路以及輸出電路簡(jiǎn)介

輸入電壓取自于網(wǎng)絡(luò)端口的48V電源，輸入電壓經(jīng)過兩個(gè)整流橋D1、D2，其中D26是一個(gè)瞬態(tài)抑制二極管SMBJ54A用來(lái)保護(hù)輸入過壓。

輸出電壓通過反激變壓器的副邊整流后得到，由于整流后脈動(dòng)電壓較大，所以會(huì)在整流后添加輸出濾波電容，輸出濾波電容一般會(huì)選擇幾個(gè)大電容再加一個(gè)小電容并聯(lián)，大電容起到儲(chǔ)能和濾波的作用，小電容用來(lái)高頻去耦，幾個(gè)電容并聯(lián)可以將輸出電阻降到最小。本模塊POE電源選擇3顆封裝為1206，容值大小為47uF的陶瓷電容。反激變壓器選擇SIR412DP開關(guān)管實(shí)現(xiàn)有源整流，利用變壓器副邊繞組來(lái)獲得驅(qū)動(dòng)電壓，這樣變壓器原邊就不需要消磁電路或者吸收電路，而是把能量用來(lái)驅(qū)動(dòng)SIR412DP開關(guān)管，實(shí)現(xiàn)同步整流技術(shù)。開關(guān)管的漏極和源極并聯(lián)RCD吸收電路，用來(lái)抑制開關(guān)管漏源端的電壓尖峰而達(dá)到保護(hù)開關(guān)管的目的。雖然說(shuō)MOSFET的是一種壓控壓型的開關(guān)管，但是對(duì)于開關(guān)管開通和關(guān)閉都是給開關(guān)管的寄生電容充電來(lái)打開或關(guān)閉，這就需要一定的驅(qū)動(dòng)電流。所以在驅(qū)動(dòng)電路中串聯(lián)一個(gè)10歐姆的電阻。

3.3 芯片外圍電路簡(jiǎn)介

芯片MAX5969B主要作用體現(xiàn)在剛剛上電的時(shí)候和PSE供電模塊用來(lái)通信的芯片，對(duì)于每一個(gè)POE電源來(lái)說(shuō)，這種類似的芯片是必不可少的。市面上有些號(hào)稱是POE電源的往往只是把48V的電壓變成5V或者其它的電壓，在上電的時(shí)候并沒有檢測(cè)、分級(jí)的階段，這對(duì)于受電設(shè)備來(lái)說(shuō)是危險(xiǎn)的。檢測(cè)電源是POE電源還是非POE電源的一般方法是，拿萬(wàn)用表測(cè)量供電腳，一般是網(wǎng)絡(luò)端口的4,5、7,8腳，如果端口輸出是穩(wěn)定的48V電壓，這說(shuō)明電源是非POE電源；如果測(cè)量的電壓在2~10V跳動(dòng)，則說(shuō)明電源是POE電源，電壓跳動(dòng)是在對(duì)PD端進(jìn)行檢測(cè)。

芯片MAX5969B的VDD是電源引腳，VDD和VSS之間接有0.1uF的電容用來(lái)旁路，電容C7和C13用來(lái)儲(chǔ)能和濾波。

DET接一個(gè)24.9K的電阻到Vin，這個(gè)電阻是特征電阻不可更改，要是把這個(gè)電阻的阻值改變了，POE電源工作會(huì)不正常。

VSS引腳是接輸入整流過后的地端，VSS內(nèi)部通過MOSFET管和變壓器原邊的接地端相連。當(dāng)芯片處于檢測(cè)與分級(jí)階段時(shí)候，內(nèi)部MOSFET處于斷開的狀態(tài)。

RTN引腳接變壓器原邊的地端，是后繼DC-DC的功率地端。

WAD引腳是用來(lái)接墻上適配器電源供電，本模塊的POE電源沒有用上墻上適配器，但是在電路設(shè)計(jì)的時(shí)候也考慮到了，只是沒有焊接相關(guān)器件。

PG引腳內(nèi)部是MOSFET漏極輸出，在芯片內(nèi)部的MOSFET完全開啟之前，PG保持為低電平，PG端接MAX5974A的使能端，故PG在保持低電平期間，MAX5974A是處于不工作狀態(tài)。PG外接1nF的電容旁路。

2EC引腳是2級(jí)事件檢測(cè)腳，本模塊沒有用上直接上拉100K電阻到RTN，以防PD設(shè)備處于2級(jí)狀態(tài)時(shí)，2EC引腳有一個(gè)回路。

CLS引腳是分級(jí)電阻輸入引腳，CLS引腳接多大電阻到VSS地端，就決定了POE電源是處于哪一級(jí)?？刹榭磾?shù)據(jù)手冊(cè)知當(dāng)接30.9歐姆電阻時(shí)，PD設(shè)備設(shè)置為4級(jí)電路狀態(tài)，也就是說(shuō)PD設(shè)備要消耗12.95-25.5W的功率。

芯片MAX5974A是一款電源管理芯片，芯片內(nèi)部集成了許多功能，只要根據(jù)芯片數(shù)據(jù)手冊(cè)推薦的外圍電路搭建方法，只需簡(jiǎn)單的配置些電容和電阻很快就可以設(shè)計(jì)出一塊電源模塊。接下來(lái)將介紹芯片每個(gè)引腳外圍電路的搭建，來(lái)更好的理解芯片以及反激式開關(guān)電源。

DT引腳是用來(lái)設(shè)置死區(qū)時(shí)間的，由于MAX5974A這款芯片提供了兩個(gè)柵極驅(qū)動(dòng)器輸出，一個(gè)是NDRV主開關(guān)柵極驅(qū)動(dòng)器輸出，是用來(lái)驅(qū)動(dòng)變壓器原邊是處于斷開狀態(tài)還是出來(lái)接通狀態(tài)。一個(gè)是AUXDRV是用來(lái)給變壓器副邊開關(guān)管實(shí)現(xiàn)同步整流的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，由于變壓器原邊開關(guān)管和變壓器副邊開關(guān)管不能夠同時(shí)開啟，盡管NDRV和AUXDRV是互補(bǔ)輸出的，但是由于開關(guān)管本身的開通和關(guān)斷過程不理想，在開通和關(guān)斷的時(shí)候有一定的時(shí)間延遲，故此需要添加一定的死區(qū)時(shí)間。死區(qū)時(shí)間設(shè)置時(shí)間在40ns至400ns之間，死區(qū)時(shí)間的設(shè)置是通過外接一個(gè)電阻到RTN地端，具體多大的電阻設(shè)置多長(zhǎng)的死區(qū)時(shí)間，可通過如下公式得到：

本模塊選擇=27KW，死區(qū)時(shí)間就為108ns，對(duì)于這個(gè)死區(qū)時(shí)間已經(jīng)足夠了，因?yàn)楸敬问褂玫腗OSFET的延遲時(shí)間都在40ns以內(nèi)。

DITHER/SYNC引腳為頻率加抖編程或者同步連接引腳。在DITHER/SYNC和RTN地之間連接一個(gè)電容，在DITHER/SYNC和RT之間連接一個(gè)電阻，可以在范圍內(nèi)對(duì)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率加抖，從而降低EMI。具體過程是DITHER/SYNC處的電流源以50uA電流將電容C14充電至2V。達(dá)到該點(diǎn)后，以50uA電流將C14放電至0.4V。電容充電和放電會(huì)在DITHER/SYNC上產(chǎn)生一個(gè)三角波，峰值分別為0.4V和2V，通常情況下，頻率為1KHZ。電容C14的計(jì)算公式為：

本模塊選擇C14=10nF,其中連接電阻公式如下：

其中，%DITHER為加抖量，表示為開關(guān)頻率的百分比。將RDITHER設(shè)置為10 RRT，產(chǎn)生±10%的抖動(dòng)。本模塊中沒有焊接次電阻，但是也預(yù)留了位置，需要的時(shí)候可以焊上次電阻。

RT引腳是開關(guān)頻率編程電阻連接。將連接至RTN地，設(shè)置PWM開關(guān)頻率在100KHZ~600KHZ之間?？蓞⒖既缦鹿剑?/div>

為PWM波的開關(guān)頻率，本模塊電源選擇為29.4K，也就是說(shuō)開關(guān)頻率為296KHZ。

FFB引腳是頻率折返門限編程輸入。將一個(gè)電阻從FFB連接至RTN地，設(shè)置輸出平均電流門限。低于該門限時(shí)，轉(zhuǎn)換器將開關(guān)頻率折返至其原始值的1/2。該引腳連接至RTN地時(shí)，禁用頻率折返功能。這腳的功能是為了在輕載的時(shí)候降低開關(guān)頻率，以降低開關(guān)損耗，提高轉(zhuǎn)換器效率，節(jié)約能源的作用。連接的電阻計(jì)算可通過如下公式得到：

其中，RFFB為FFB和RTN地之間的電阻，ILOAD(LIGHT)為輕載條件下觸發(fā)頻率折返的電流，RCS為連接在CS和RTN地之間的檢測(cè)電阻，IFFB為FFB源出至RFFB的電流(30µA，典型值)。本模塊通過一個(gè)0歐姆電阻相連。

COMP引腳是跨導(dǎo)放大器輸出和PWM比較器輸入。使用電平轉(zhuǎn)換器將COMP轉(zhuǎn)換至低電平，并連接至PWM比較器的反相輸入。此引腳是用來(lái)改善環(huán)路穩(wěn)定性，使輸出電壓穩(wěn)定紋波小。本模塊采用二型環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)來(lái)實(shí)現(xiàn)環(huán)路的穩(wěn)定，具體由原理圖中C15、C16和R10構(gòu)成的電路來(lái)完成。

FB引腳是跨導(dǎo)放大器反相輸入。MAX5974A包含一個(gè)帶有采樣-保持輸入的內(nèi)部誤差放大器。誤差放大器的同相輸入連接至內(nèi)部基準(zhǔn)，在反相輸入提供反饋。高開環(huán)增益和單位增益帶寬可實(shí)現(xiàn)良好的閉環(huán)帶寬和瞬態(tài)響應(yīng)。采用下式計(jì)算變壓器原邊耦合的輸出電壓：

MAX5974A的為1.52V，其中反饋電壓可通過如下公式得到：

本模塊的

本模塊的反饋電壓取自于變壓器原邊耦合的電壓，而沒有使用傳統(tǒng)的利用TL431和PC817的方案來(lái)獲得反饋電壓從而使輸出電壓穩(wěn)定，但是在電路設(shè)計(jì)的時(shí)候也預(yù)留了TL431和PC817反饋的方案來(lái)獲得輸出電壓穩(wěn)定。變壓器原邊耦合的電壓還有一個(gè)作用就是給MAX5974A芯片提供電源輸入?？赏ㄟ^設(shè)置反饋部分的電壓來(lái)改變輸出電壓，可以由如下公式可知：

其中， VOUT為輸出電壓， NC/NO為耦合輸出與主輸出繞組的匝數(shù)比。選擇的匝數(shù)比要使VCOUPLED高于UVLO關(guān)斷電平(7.35V，最大值)達(dá)一定裕量，該裕量由“跨越”一次掉電所需的保持時(shí)間決定。

SGND引腳為信號(hào)地引腳連接到RTN地。

CSSC引腳帶有斜率補(bǔ)償輸入的電流檢測(cè)。連接在CSSC與CS之間的電阻用于設(shè)置斜率補(bǔ)償量。器件在CSSC端產(chǎn)生電流斜坡，其峰值在振蕩器占空比為80%時(shí)達(dá)50μA。連接在CSSC至CS的外部電阻將該電流斜坡轉(zhuǎn)換至可編程斜率補(bǔ)償幅值，加至電流檢測(cè)信號(hào)，用于穩(wěn)定峰值電流模式控制環(huán)路。斜率補(bǔ)償信號(hào)的變化率由下式給出：

其中，m為斜率補(bǔ)償信號(hào)的變化率；RCSSC為連接在CSSC和CS之間的電阻值，用于設(shè)置變化率；fSW為開關(guān)頻率。本模塊選擇電阻R18為4.02K。

CS引腳是電流檢測(cè)輸入。用于平均電流檢測(cè)和逐周期限流的電流檢測(cè)連接。峰值限流觸發(fā)電壓為400mV，反向限流觸發(fā)電壓為-100mV。連接在n溝道MOSFET源極和RTN地之間的電流檢測(cè)電阻(典型應(yīng)用電路中的RCS)用于設(shè)置限流值。限流比較器的電壓觸發(fā)電平(VCS-PEAK)為400mV。利用下式計(jì)算RCS值：

其中，IPRI為變壓器原邊的峰值電流，該電流也流經(jīng)MOSFET。當(dāng)該電流（通過電流檢測(cè)電阻）產(chǎn)生的電壓超過限流比較器門限時(shí)，MOSFET驅(qū)動(dòng)器（NDRV）在35ns()內(nèi)終止電流導(dǎo)通周期。本模塊的限流電阻選擇R21、R25為1206封裝阻值為0.25歐姆。利用一個(gè)小型RC網(wǎng)絡(luò)，對(duì)檢測(cè)波形上的前沿尖峰進(jìn)行額外的濾波。濾波電路的角頻率設(shè)置在10MHz至20MHz之間。本模塊選擇R26為499歐姆和電容C24為330pF。

PGND引腳為功率地接RTN地端。PGND為柵極驅(qū)動(dòng)器的開關(guān)電流回路。

NDRV引腳為主開關(guān)柵極驅(qū)動(dòng)器輸出。此腳通過一個(gè)小電阻接到主開關(guān)管SI7450的柵極來(lái)驅(qū)動(dòng)SI7450。此腳輸出的頻率為296KHZ。

AUXDRV引腳pMOS有源鉗位開關(guān)柵極驅(qū)動(dòng)器輸出。AUXDRV亦可驅(qū)動(dòng)脈沖變壓器，用于同步反激應(yīng)用。此引腳和NDRV為互補(bǔ)輸出，本模塊是采用變壓器副邊耦合來(lái)驅(qū)動(dòng)輸出整流開關(guān)管，故此腳并沒有用上，處于懸空狀態(tài)，但是在設(shè)計(jì)的時(shí)候，把其驅(qū)動(dòng)的外圍電路也包含了進(jìn)去，需要用其來(lái)驅(qū)動(dòng)輸出整流開關(guān)管時(shí)可以把相關(guān)電路焊上，但是不能同時(shí)有變壓器副邊耦合驅(qū)動(dòng)和用AUXDRV驅(qū)動(dòng)存在。

VC引腳是轉(zhuǎn)換器電源輸入。IN具有寬UVLO滯回，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率電源設(shè)計(jì)。當(dāng)使用使能輸入EN設(shè)置電源的UVLO電平時(shí)，在IN和PGND之間連接一個(gè)齊納二極管，確保VIN總是被鉗位至低于其絕對(duì)最大額定值26V。本模塊的電源輸入取自變壓器原邊耦合的電壓，變壓器原邊耦合的電壓通過D10整流后給芯片的VC，芯片VC和RTN地之間接有22V穩(wěn)壓管D28以及電容C4和C37。其中與二極管D10并聯(lián)的RC電路是用來(lái)，在上電瞬間防止二極管有大電流的沖擊，在上電瞬間電流先通過RC電路，而保護(hù)二極管D10。

EN引腳使能輸入。當(dāng)EN電壓低于VENF時(shí)，柵極驅(qū)動(dòng)器被禁用，器件處于低功耗UVLO模式。當(dāng)EN電壓高于VENR時(shí)，器件檢查其它使能條件。使能輸入EN用于使能或禁用器件。EN連接至IN時(shí)，器件始終保持工作。EN連接至地時(shí)，可禁用器件，并將電流損耗降低至150μA。本模塊的EN端通過一個(gè)100K的電阻連接到VC端，EN端也和MAX5969B的PG引腳相連，以用于在供電之前禁用MAX5974B。

DCLMP引腳是前饋?zhàn)畲笳伎毡茹Q位編程輸入。在輸入電源電壓DCLMP和GND之間連接一個(gè)電阻分壓器。DCLMP上的電壓設(shè)置轉(zhuǎn)換器的最大占空比(DMAX)，該值與輸入電源電壓成反比，所以MOSFET在發(fā)生瞬態(tài)期間仍然處于受保護(hù)狀態(tài)?？梢杂扇缦鹿降玫椒謮弘娮瑁?/div>

本模塊

分別為原理圖中的R8和R7。

SS引腳是軟啟動(dòng)編程電容連接。在SS和GND之間連接一個(gè)電容，設(shè)置軟啟動(dòng)周期。該電容還決定打嗝模式限流的重啟時(shí)間。SS和GND之間的電阻亦可用于設(shè)置低于75%的DMAX。在SS和GND之間連接一個(gè)電容CSS，設(shè)置軟啟動(dòng)時(shí)間。VSS控制啟動(dòng)期間的振蕩器占空比，使占空比緩慢、平滑地增大至其穩(wěn)態(tài)值。按下式計(jì)算CSS值：

其中，ISS-CH (10μA，典型值)為軟啟動(dòng)期間的CSS充電電流，tSS為設(shè)置的軟啟動(dòng)時(shí)間。通過在SS和地之間連接電阻，可將SS上的電壓設(shè)為低于2V。VSS計(jì)算如下:

本模塊電源選擇電容C3=22nF，電阻R35=1MW。

3.3 變壓器和開關(guān)管的選擇

反激變壓器設(shè)計(jì)的成功與否很大一部分要取決于變壓器設(shè)計(jì)的好壞，不同的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有不同的計(jì)算公式，但是基本都是基于AP法來(lái)設(shè)計(jì)變壓器。有些做電源具有豐富經(jīng)驗(yàn)的人往往能夠設(shè)計(jì)出很好的變壓器，并且在設(shè)計(jì)的時(shí)候并沒有過多的計(jì)算。通過公式所計(jì)算出來(lái)的變壓器參數(shù)往往只有變壓器匝比、線徑、變壓器磁芯以及變壓器骨架等，要想設(shè)計(jì)一個(gè)好的變壓器只有這些是不夠的，還要考慮變壓器的繞法，變壓器怎樣繞是一個(gè)重要的參數(shù)。因?yàn)椴煌淖儔浩骼@法所得到的變壓器最終性能有很大差別，比如采用三明治繞法的變壓具有較低的漏感。反正變壓器的設(shè)計(jì)有太多東西需要考慮，如果所繞的變壓器性能較差，可以適當(dāng)調(diào)整匝數(shù)、改變繞法或者換一個(gè)變壓器磁芯等。

本模塊選用外購(gòu)的變壓器Sumida T225，因?yàn)楸灸K的開關(guān)頻率較高，對(duì)于變壓器尺寸也有所要求，經(jīng)過多次討論決定外購(gòu)變壓器而不是自己繞。通過測(cè)試發(fā)現(xiàn)此變壓器性能很好，變壓器在重載的時(shí)候沒有什么異常發(fā)生，輸出電壓也正常。

反激式開關(guān)電源的開關(guān)管選擇要滿足漏源能夠承受輸入電壓外加變壓器副邊耦合過來(lái)的電壓的1.5倍，才能保證開關(guān)管不會(huì)在關(guān)斷的時(shí)候被擊穿。開關(guān)管漏源也要能夠流過2倍的輸入電流，才能保證開關(guān)管不會(huì)因過流導(dǎo)致?lián)p壞。開關(guān)管的損耗在整個(gè)電源模塊損耗中占有一定比例，一般會(huì)選擇開關(guān)管上升和下降時(shí)間短的MOSFET，保證在開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)閉的一段時(shí)間里電壓和電流疊加的部分少，降低開關(guān)管的損耗。

4 電源PDN和紋波噪聲

4.1 電源PDN

電源紋波噪聲測(cè)試是一個(gè)比較復(fù)雜的測(cè)試難題，不同方法測(cè)量到的結(jié)果不同，即使同一種測(cè)試方法不同人測(cè)試結(jié)果一般也會(huì)存在差別。

對(duì)于終端類產(chǎn)品，不管是CPU、GPU、DDR等，其芯片內(nèi)部都有成千上萬(wàn)的晶體管，芯片內(nèi)不同的電路需要不同的電源供電，常見有Vcore、Vcpu、Vmem、VIO、Vgpu、Vpll等，這些電源有DC-DC電源模塊供電，也有LDO電源模塊供電，都統(tǒng)一由PMU來(lái)管理。

如圖4所示，為芯片的PDN圖，芯片的供電環(huán)路從穩(wěn)壓模塊VRM開始，到PCB的電源網(wǎng)絡(luò)，芯片的ball引腳，芯片封裝的電源網(wǎng)絡(luò)，最后到達(dá)die. 當(dāng)芯片工作在不同負(fù)載時(shí)，VRM無(wú)法實(shí)時(shí)響應(yīng)負(fù)載對(duì)電流快速變化的需求，在芯片電源電壓上產(chǎn)生跌落，從而產(chǎn)生了電源噪聲。對(duì)于開關(guān)電源模塊的VRM，電源自身會(huì)產(chǎn)生和開關(guān)頻率一致的電源紋波，始終疊加在電源上輸出。對(duì)于電源噪聲，需要在封裝、PCB上使用去耦電容，設(shè)計(jì)合理的電源地平面，最終濾去電源噪聲。對(duì)于電源紋波，需要增大BULK電感或者BULK電容。

圖4 芯片電源分布網(wǎng)絡(luò)（PDN）示意圖

對(duì)于板級(jí)PCB設(shè)計(jì)，當(dāng)頻率達(dá)到一定頻率后，由于走線的ESL、電容的ESL的影響，已經(jīng)無(wú)法濾去高頻噪聲，業(yè)界認(rèn)為PCB只能處理100MHz以內(nèi)的噪聲，更高頻率的噪聲需要封裝或者die來(lái)解決。因此對(duì)于板級(jí)電源噪聲測(cè)試，使用帶寬500M以上的示波器就足夠了。一般情況下，示波器的帶寬越大，低噪也會(huì)隨之上升，因此建議測(cè)試電源時(shí)示波器的帶寬限制為1GHz。

4.2 電源紋波和電源噪聲

電源紋波和電源噪聲是一個(gè)比較容易混淆的概念，如下圖5所示，藍(lán)色波形為電源紋波，紅色波形為電源噪聲。電源紋波的頻率為開關(guān)頻率的基波和諧波，而噪聲的頻率成分高于紋波，是由板上芯片高速I/O的開關(guān)切換產(chǎn)生的瞬態(tài)電流、供電網(wǎng)絡(luò)的寄生電感、電源平面和地平面之間的電磁輻射等諸多因素產(chǎn)生的。因此，在PMU側(cè)測(cè)量電源輸出為紋波，而在SINK端（耗電芯片端，如AP、EMMC、MODEM等）測(cè)量的是電源噪聲。

圖5 電源紋波噪聲圖

電源紋波測(cè)量時(shí)，限制示波器帶寬為20MHz，測(cè)量PMU電源輸出的波形峰峰值即可電源紋波。由于PMU芯片在設(shè)計(jì)完成后，芯片廠商會(huì)做負(fù)載測(cè)試，測(cè)試PMU在不同負(fù)載時(shí)輸出電源的紋波情況，因此在終端類產(chǎn)品板上，沒必要在做這方面的測(cè)試，紋波大小參考PMU手冊(cè)即可。

電源噪聲測(cè)試時(shí)，測(cè)試點(diǎn)放在SINK端，由于SINK端工作速度大都在幾十MHz以上，因此示波器帶寬設(shè)置為全頻段（最高為示波器帶寬上限），測(cè)試點(diǎn)要盡量靠近測(cè)試芯片的電源引腳，如果存在多個(gè)電源引腳，應(yīng)該選擇距離PMU最遠(yuǎn)端的那個(gè)引腳。電源噪聲跟PCB布局布線，DECAP電容的位置的位置相關(guān)，同時(shí)電源噪聲影響CPU的工作狀態(tài)和單板的EMI，終端類產(chǎn)品板需要對(duì)每塊單板測(cè)試電源噪聲。

5 常見的紋波噪聲測(cè)試方案

5.1 紋波噪聲測(cè)試基本要求

目前芯片的工作頻率越來(lái)越高，工作電壓越來(lái)越低，工作電流越來(lái)越大，噪聲要求也更加苛刻，以MSM8974的CORE核為例，電壓為0.9V，電流為3A，要求25MHz時(shí)，交流PDN阻抗為22mohm，電源噪聲要求在±33mV以內(nèi)。對(duì)于DDR3芯片，要求VREF電源噪聲在±1%以內(nèi)，若1.5V供電，則噪聲峰峰值不大于30mV。

這類低噪聲的電源測(cè)試非常具有挑戰(zhàn)，影響其測(cè)量準(zhǔn)確性的主要有如下幾點(diǎn)：

（1）示波器通道的底噪；

（2）示波器的分辨率（示波器的ADC位數(shù)）；

（3）示波器垂直刻度最小值（量化誤差）；

（4）探頭帶寬；

（5）探頭GND和信號(hào)兩個(gè)測(cè)試點(diǎn)的距離；

（6）示波器通道的設(shè)置；

在測(cè)試電源噪聲時(shí)，要求如下條件：

（1）需要在重負(fù)載情況下測(cè)試電源紋波；

（2）測(cè)試電源紋波時(shí)應(yīng)該將CPU、GPU、DDR頻率鎖定在最高頻；

（3）測(cè)試點(diǎn)應(yīng)該在SINK端距離PMU最遠(yuǎn)的位置；

（4）測(cè)試點(diǎn)應(yīng)該靠近芯片的BALL；

（5）帶寬設(shè)置為全頻段；

（6）示波器帶寬大于500MHz；

（7）噪聲波形占整個(gè)屏幕的2/3以上或者垂直刻度已經(jīng)為最小值；

（8）探頭地和信號(hào)之間的回路最短，電感最??；

（9）測(cè)試時(shí)間大于1min，采樣時(shí)間1ms以上，采樣率500Ms/s以上；

（10）紋波噪聲看Pk-Pk值，關(guān)注Max、Min值；

5.2 高通濾波器特性分析

示波器有AC和DC兩種耦合方式，當(dāng)采用AC耦合時(shí)，其內(nèi)部等效電路如圖6所示，C為隔值電容，R為終端對(duì)地阻抗，Vi為輸入信號(hào)，Vo為測(cè)量信號(hào)，濾波器的截止頻率為

為信號(hào)頻率，則有：

圖6加隔值電容后高通濾波器等效電路

表3 不同隔值電容對(duì)應(yīng)的頻點(diǎn)

5.3 無(wú)源探頭DC耦合測(cè)試

使用無(wú)源探頭DC耦合測(cè)試，示波器內(nèi)部設(shè)置為DC耦合，耦合阻抗為1Mohm，此時(shí)無(wú)源探頭的地線接主板地，信號(hào)線接待測(cè)電源信號(hào)。這種測(cè)量方法可以測(cè)到除DC以外的電源噪聲紋波。

如圖7所示，當(dāng)采用普通的鱷魚夾探頭時(shí)，由于地和待測(cè)信號(hào)之間的環(huán)路太大，而探頭探測(cè)點(diǎn)靠近高速運(yùn)行的IC芯片，近場(chǎng)輻射較大，會(huì)有很多EMI噪聲輻射到探頭回路中，使測(cè)試的數(shù)據(jù)不準(zhǔn)確。為了改善這種情況，推薦用無(wú)源探頭測(cè)試紋波時(shí)，使用右圖中的探頭，將地信號(hào)纏繞在信號(hào)引腳上，相當(dāng)于在地和信號(hào)之間存在一個(gè)環(huán)路電感，對(duì)高頻信號(hào)相當(dāng)于高阻，有效抑制由于輻射產(chǎn)生的高頻噪聲。更多時(shí)候，建議測(cè)試者采用第三種測(cè)試方法，將一個(gè)漆包線繞在探頭上，然后將漆包線的焊接到主板地網(wǎng)絡(luò)上，移動(dòng)探頭去測(cè)試每一路電源紋波噪聲。同時(shí)無(wú)源探頭要求盡量采用1:1的探頭，杜絕使用1:10的探頭。

圖7 無(wú)源探頭地線兩種處理方法

對(duì)于示波器，若垂直刻度為xV/div，示波器垂直方向?yàn)?0div，滿量程為10xV，示波器采樣AD為8位，則量化誤差為10x/256 V。例如一個(gè)1V電源，噪聲紋波為50mV，如果要顯示這個(gè)信號(hào)，需要設(shè)置垂直刻度為200mV/div，此時(shí)量化誤差為7.8mV，如果把直流1V通過offset去掉，只顯示紋波噪聲信號(hào)，垂直刻度設(shè)置為10mV即可，此時(shí)的量化誤差為0.4mV。

使用無(wú)源探頭DC耦合測(cè)試，示波器設(shè)置如下：

（1）1Mohm端接匹配；

（2）DC耦合；

（3）全帶寬；

（4）offset設(shè)置為電源電壓；

5.4 無(wú)源探頭AC耦合測(cè)試

使用無(wú)源探頭DC耦合需要設(shè)置offset，對(duì)于電源電壓不穩(wěn)定的情況，offset設(shè)置不合理，會(huì)導(dǎo)致屏幕上顯示的信號(hào)超出量程，此時(shí)選擇AC耦合，使用內(nèi)置的擱置電路來(lái)濾去直流分量。對(duì)于大多數(shù)的示波器，會(huì)有如下參數(shù)，設(shè)置為AC耦合，此時(shí)測(cè)量的為10Hz以上的噪聲紋波。

圖8 示波器兩種耦合方式頻點(diǎn)

使用無(wú)源探頭AC耦合測(cè)試，設(shè)置如下：

（1）1Mohm端接匹配；

（2）AC耦合；

（3）全帶寬；

（4）offset設(shè)置為0

5.5 同軸線外部隔直電容DC50歐耦合測(cè)試

由于無(wú)源探頭的帶寬較低，而電源開關(guān)噪聲一般都在百M(fèi)Hz以上，同時(shí)電源內(nèi)阻一般在幾百毫歐以內(nèi)，選擇高阻1Mohm的無(wú)源探頭對(duì)于高頻會(huì)產(chǎn)生反射現(xiàn)象，因此可以選擇用同軸線來(lái)代替無(wú)源探頭，此時(shí)示波器端接阻抗設(shè)置為50歐，與同軸線阻抗相匹配，根據(jù)傳輸線理論，電源噪聲沒有反射，此時(shí)認(rèn)為測(cè)量結(jié)果最準(zhǔn)確。

利用同軸線的測(cè)量方法，最準(zhǔn)確的是采用DC50歐，但是大部分示波器在DC50歐時(shí)offset最大電壓為1V，無(wú)法滿足大部分電源的測(cè)量要求，而示波器內(nèi)部端接阻抗為50歐時(shí)，不支持AC耦合，因此需要外置一個(gè)AC電容，如圖9所示，當(dāng)串聯(lián)電容值為10uF時(shí)，根據(jù)表3可以看到，此時(shí)可以準(zhǔn)確測(cè)試到2KHz以上的紋波噪聲信號(hào)。

圖9 同軸線DC50測(cè)量圖

5.6 同軸線AC1M歐耦合測(cè)試

由于從PMU出來(lái)的電源紋波噪聲大多集中在1MHz以內(nèi)，如果采用同軸線DC50外置隔直電容測(cè)量方法，低頻噪聲分量損失較為嚴(yán)重，因此改用圖10所示的測(cè)量方法，利用同軸線傳輸信號(hào)，示波器設(shè)置為AC1M，這樣雖然存在反射，但是反射信號(hào)經(jīng)過較長(zhǎng)CABLE線折返傳輸后，影響是有限的，示波器在R2上采集電壓值可以認(rèn)為仍然可以被參考。

圖10 同軸線AC1M測(cè)量圖

為了避免反射，在同軸線接到示波器的接口處端接一個(gè)50ohm電阻，使示波器輸入阻抗和cable線特征阻抗匹配。

圖11 同軸線AC1M測(cè)量改進(jìn)圖

5.7 差分探頭外置電容DC耦合測(cè)試

由于示波器的探頭地和機(jī)殼地通過一個(gè)小電容接在一起，而示波器的機(jī)殼地又通過三角插頭和大地接在一起，在實(shí)驗(yàn)室里，幾乎所有的設(shè)備地都和大地接在一起，示波器內(nèi)部地線接法如圖12所示，因此上面介紹的兩種方法都無(wú)法解決地干擾問題，為了解決這個(gè)問題，需要引入浮地示波器或者差分探頭。

圖12示波器內(nèi)部地線接法

如圖13所示，為差分接法，由于差分探頭為有源探頭，外置差動(dòng)放大器，可以將待測(cè)信號(hào)通過差分方式接入，使示波器的地和待測(cè)件地隔離開，達(dá)到浮地效果。但是差分探頭在示波器內(nèi)部只能DC50歐耦合，而offset最大一般不超過1V，因此需要在差分探頭上串聯(lián)隔直電容。使用差分探頭測(cè)量時(shí)關(guān)鍵是探頭的CMRR要足夠大，這樣才能有效抑制共模噪聲

圖13差分探頭外置電容DC耦合接法示意圖

5.8 差分探頭衰減DC耦合測(cè)試

當(dāng)采用差分探頭外置電容DC耦合時(shí)，同樣存在截止頻率的問題，測(cè)量的結(jié)果會(huì)損失一些低頻分量，為了解決這個(gè)問題，可以將差分探頭衰減10倍，示波器會(huì)將采集到的電壓值乘10顯示出來(lái)，這個(gè)時(shí)候offset設(shè)置也會(huì)放大到10V，能夠滿足終端類產(chǎn)品的直流電壓偏置。

圖14 差分探頭衰減DC耦合測(cè)試接法示意圖

6 電源模塊電壓測(cè)試

由于本模塊是POE電源，測(cè)試所使用的輸入電壓取自于網(wǎng)口，PSE供電模塊會(huì)和本模塊先進(jìn)行握手通信，PSE設(shè)備確定后面所接的是PD設(shè)備后，才給PD設(shè)備供電。如圖15所示為一個(gè)PoE SWITCH設(shè)備。

圖15 PoE SWITCH設(shè)備

如圖16所示為本模塊電路，電路長(zhǎng)大約6.2cm,寬大約2.65cm,高大約1.5cm。

圖16 POE電源模塊

由于給POE電源是通過網(wǎng)口供電的，本模塊沒有特別設(shè)計(jì)一個(gè)網(wǎng)絡(luò)端口來(lái)給供電，而是使用“硬件十萬(wàn)個(gè)為什么”提供的開發(fā)板，此開發(fā)板是用來(lái)給物聯(lián)網(wǎng)編程用的，屬于工業(yè)兼學(xué)習(xí)使用的一塊開發(fā)板，可以使用開發(fā)板來(lái)實(shí)現(xiàn)wifi、GPRS、藍(lán)牙、串口、LORA、POE等功能的使用，故直接選擇此塊開發(fā)板來(lái)實(shí)現(xiàn)網(wǎng)絡(luò)端口供電。如圖17所示為網(wǎng)絡(luò)供電端口。